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引言
本應(yīng)用筆記提供關(guān)于射頻(RF)印刷電路板(PCB)設(shè)計和布局的指導(dǎo)及建議，包括關(guān)于混合信號應(yīng)用的一些討論，例如相同PCB上的數(shù)字、模擬和射頻元件。內(nèi)容按主題進(jìn)行組織，提供“實(shí)踐”指南，應(yīng)結(jié)合所有其它設(shè)計和制造指南加以應(yīng)用，這些指南可能適用于特定的元件、PCB制造商以及材料。
射頻傳輸線
許多Maxim射頻元件要求阻抗受控的傳輸線，將射頻功率傳輸至PCB上的IC引腳(或從其傳輸功率)。這些傳輸線可在外層(頂層或底層)實(shí)現(xiàn)或埋在內(nèi)層。關(guān)于這些傳輸線的指南包括討論微帶線、帶狀線、共面波導(dǎo)(地)以及特征阻抗。也介紹傳輸線彎角補(bǔ)償，以及傳輸線的換層。
● 微帶線
這種類型的傳輸線包括固定寬度金屬走線(導(dǎo)體)以及(相鄰層)正下方的接地區(qū)域。例如，第1層(頂部金屬)上的走線要求在第2層上有實(shí)心接地區(qū)域(圖1)。走線的寬度、電介質(zhì)層的厚度以及電介質(zhì)的類型決定特征阻抗(通常為50Ω或75Ω)。
● 帶狀線
這種線包括內(nèi)層固定寬度的走線，和上方和下方的接地區(qū)域。導(dǎo)體可位于接地區(qū)域中間(圖2)或具有一定偏移(圖3)。這種方法適合內(nèi)層的射頻走線。
● 共面波導(dǎo)(接地)
共面波導(dǎo)提供鄰近射頻線之間以及其它信號線之間較好的隔離(端視圖)。這種介質(zhì)包括中間導(dǎo)體以及兩側(cè)和下方的接地區(qū)域(圖4)。
建議在共面波導(dǎo)的兩側(cè)安裝過孔“柵欄”，如圖5所示。該頂視圖提供了在中間導(dǎo)體每側(cè)的頂部金屬接地區(qū)域安裝一排接地過孔的示例。頂層上引起的回路電流被短路至下方的接地層。
● 特征阻抗
有多種計算工具可用于正確設(shè)置信號導(dǎo)體線寬，以實(shí)現(xiàn)目標(biāo)阻抗。然而，在輸入電路板層的介電常數(shù)時應(yīng)小心。典型PCB外基板層包含的玻璃纖維成分小于內(nèi)層，所以介電常數(shù)較低。例如，F(xiàn)R4材質(zhì)介電常數(shù)一般為εR = 4.2，而外基板(半固化板)層一般為εR = 3.8。下邊的例子僅供參考，其中金屬厚度為1oz銅(1.4 mils、0.036mm)。
● 傳輸線彎角補(bǔ)償
由于布線約束而要求傳輸線彎曲時(改變方向)，使用的彎曲半徑應(yīng)至少為中間導(dǎo)體寬度的3倍。也就是說：
彎曲半徑 ≥ 3 × (線寬)
這將彎角的特征阻抗變化降至小。
如果不可能實(shí)現(xiàn)逐漸彎曲，可將傳輸線進(jìn)行直角彎曲(非曲線)，見圖6。然而，必須對此進(jìn)行補(bǔ)償，以減小通過彎曲點(diǎn)時本地有效線寬增大引起的阻抗突變。標(biāo)準(zhǔn)補(bǔ)償方法為角斜接，直角斜接由杜維爾和詹姆斯(Douville and James)公式給出：
式中，M為斜接與非斜接彎角之比(%)。該公式與介電常數(shù)無關(guān)，受約束條件為w/h ≥ 0.25。
其它傳輸線可采用類似的方法。如果對正確補(bǔ)償方法存在任何不確定性，并且設(shè)計要求高性能傳輸線，則應(yīng)利用電磁仿真器對彎角建模。
● 傳輸線的換層
如果布局約束要求將傳輸線換至不同的電路板層，建議每條傳輸線至少使用兩個過孔，將過孔電感負(fù)載降至小。一對過孔將傳輸電感有效減小50%，應(yīng)該使用與傳輸線寬相當(dāng)?shù)闹睆竭^孔。例如，對于15-mil微帶線，過孔直徑(拋光鍍層直徑)應(yīng)為15 mil至18 mil。如果空間不允許使用大過孔，則應(yīng)使用三個直徑較小的過渡過孔。
信號線隔離
必須小心防止信號線之間的意外耦合。以下是潛在耦合及預(yù)防措施的示例：
射頻傳輸線：傳輸線之間的距離應(yīng)該盡量大，不應(yīng)該在長距離范圍內(nèi)彼此接近。彼此間隔越小、平行走線距離越長，平行微帶線之間的耦合越大。不同層上的走線應(yīng)該有接地區(qū)域?qū)⑵浔３址珠_。承載高功率的傳輸線應(yīng)盡量遠(yuǎn)離其它傳輸線。接地的共面波導(dǎo)提供優(yōu)異的線間隔離。小PCB上射頻線之間的隔離優(yōu)于大約-45dB是不現(xiàn)實(shí)的。
高速數(shù)字信號線：這些信號線應(yīng)獨(dú)立布置在與射頻信號線不同的電路板層上，以防止耦合。數(shù)字噪聲(來自于時鐘、PLL等)會耦合到RF信號線，進(jìn)而調(diào)制到射頻載波。或者，有些情況下，數(shù)字噪聲會被上變頻/下變頻。
VCC/電源線：這些線應(yīng)布置在層上。應(yīng)該在主VCC分配節(jié)點(diǎn)以及VCC分支安裝適當(dāng)?shù)娜ヱ?旁路電容。必須根據(jù)射頻IC的總體頻率響應(yīng)以及時鐘和PLL引起的數(shù)字噪聲的預(yù)期頻率分布選擇旁路電容。這些走線也應(yīng)與射頻線保持隔離，后者將發(fā)射較大的射頻功率。
接地區(qū)域
如果第1層用于射頻元件和傳輸線，建議在第2層使用實(shí)心(連續(xù))接地區(qū)域。對于帶狀線和偏移帶狀線，中間導(dǎo)體上、下要求接地區(qū)域。這些區(qū)域不得共用也不得分配給信號或電源網(wǎng)絡(luò)，而必須全部分配給地。有時候受設(shè)計條件限制，某一層上有局部接地區(qū)域，則必須位于全部射頻元件和傳輸線下方。接地區(qū)域不得在傳輸線下方斷開。
應(yīng)在PCB的RF部分的不同層之間布置大量的接地過孔。這有助于防止接地電流回路造成寄生接地電感增大。過孔也有助于防止PCB上射頻信號線與其它信號線的交叉耦合。
電源層和接地層的特殊考慮事項
對于分配給系統(tǒng)電源(直流電源)和接地的電路板層，必須考慮元件的回路電流?？偟脑瓌t是避免將信號線布置在電源層和接地層之間的電路板層上。
電源(偏壓)走線和電源去耦
如果元件有多個電源連接，常見做法是采用“星”型配置的電源布線(圖9)。在星型配置的“根”節(jié)點(diǎn)安裝較大的去耦電容(幾十µF)，在每個分支上安裝較小的電容。這些小電容的值取決于射頻IC的工作頻率及其具體功能(即級間與主電源去耦)。下圖所示為一個示例。
相對于連接至相同電源網(wǎng)絡(luò)的所有引腳串聯(lián)的配置，“星”型配置避免了長接地回路。長接地回路將引起寄生電感，會造成意外的反饋環(huán)路。電源去耦的關(guān)鍵考慮事項是必須將直流電源連接在電氣上定義為交流地。
去耦和旁路電容的選擇
由于存在自諧頻率(SRF)，現(xiàn)實(shí)中電容的有效頻率范圍是有限的?？梢詮闹圃焐烫帿@得SRF，但有時候必須通過直接測量進(jìn)行特征分析。SRF以上時，電容呈現(xiàn)感性，因此不具備去耦或旁路功能。如果需要寬帶去耦，標(biāo)準(zhǔn)做法是使用多個(電容值)增大的電容，全部并聯(lián)。小電容的SRF一般較大(例如，0.2pF、0402 SMT封裝電容的SRF = 14GHz)，大電容的SRF一般較小(例如，相同封裝2pF電容的SRF = 4GHz)。表2所列為典型配置。
*有效頻率范圍的低端定義為低于5Ω容抗。
旁路電容布局考慮事項
由于電源線必須為交流地，減小交流地回路的寄生電感非常重要。元件布局或擺放方向可能會引起寄生電感，例如去耦電容的地方向。旁路電容有兩種擺放方法，分別如圖10和圖11所示：
這種配置下，將頂層上的VCC焊盤連接至內(nèi)層電源區(qū)域(層)的過孔可能妨礙交流地電流回路，強(qiáng)制形成較長的回路，造成寄生電感較高。流入VCC引腳的任何交流電流都通過旁路電容，到達(dá)其接地側(cè)，然后返回至內(nèi)接地層。這種配置下，旁路電容和相關(guān)過孔的總占位面積小。
另外一種配置下，交流地回路不受電源區(qū)域過孔的限制。一般而言，這種配置要求的PCB面積稍大。
短路器連接元件的接地
對于短路器連接(接地)的元件(例如電源去耦電容)，推薦做法是每個元件使用至少兩個接地過孔(圖12)，這可降低過孔寄生電感的影響。短路連接元件組可使用過孔接地“孤島”。
IC接地區(qū)域(“焊盤”)
大多數(shù)IC要求在元件正下方的元件層(PCB的頂層或底層)上的實(shí)心接地區(qū)域。該接地區(qū)域?qū)⒊休d直流和射頻回流，通過PCB流向分配的接地區(qū)域。該元件“接地焊盤”的第二功能是提供散熱器，所以焊盤應(yīng)在PCB設(shè)計規(guī)則允許的情況下包括數(shù)量的過孔。下圖所示的例子中，在射頻IC正下方的中間接地區(qū)域(元件層上)安裝有5 × 5過孔陣列(圖13)。在其它布局考慮允許的情況下，應(yīng)使用數(shù)量的過孔。這些過孔是理想的通孔(穿透整個PCB)。這些過孔必須電鍍。如果可能，使用導(dǎo)熱膠填充過孔，以提高散熱性能(在電鍍過孔之后、后電鍍電路板之前填充導(dǎo)熱膠)。
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